2石トランジスターアンプ / 設計する -

pp.16-23

順序は全然逆になったが今回の2石トランジスターアンプの設計を確認する。Tr1が電圧増幅段。Tr2は、出力インピーダンスを下げるためのエミッタフォロワ。
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下の順に各動作点を決めてゆく。

VC1を決める
最大の振幅が得られるようVccの中点、すなわち4.5 Vにする。
IE2を決める
出力振幅目標値2.8 Vpp / 負荷600Ω = 4.7 mA
Tr1のベース抵抗rinを決める
入力インピーダンス目標値Zin
= 10 kΩ
= RB1 // RB2 // rin
rinは大きいほうがよいが、rin = β / gm1なので、rinを大きくしすぎるとgm1が小さくなってしまう。ここではZinの3倍である30 kΩをrinの目標値とする。
gm1とIC1とを決める
上の3.でrin = β / gm1 = 30 kΩとしたので、β = 300とすると、相互コンダクタンスgm1 = 10 mS。
gm1 = IC1 / VTなので、常温時のVT = 26 mVとすると、IC1 = gm1 * VT = 260 uA。
VE1を決める
高くしたほうが動作点の安定度は増すが、そのぶんコレクタ電圧の変化範囲が狭まる。ここではVBE1と同じ0.6 Vにする。
上の5.の計算からVB1が決まる
VB1 = VE1 + VBE1 = 0.6 + 0.6 = 1.2 V
上の6.で決めたVB1 = 1.2 VになるようRB1とRB2とを決める
下の連立方程式を解く。Tr1のベース電流は無視する。
Zin = 目標値10 kΩ = RB1 // RB2 // (rinの目標値30 kΩ)
VB1 : Vcc = 1.2 V : 9 V = RB2 : (RB1 + RB2)

RB1 = 112.5 kΩ、RB2 =17.3 kΩと求まったがE24系列の中から選んで RB1 = 120 kΩ、RB2 =18 kΩとする。

この抵抗値からVB1 = (電源電圧9 V / (120 kΩ + 18 kΩ)) * 18 kΩ = 1.17 Vと計算し直す。
さらにVE1 = VB1 - 0.6 V = 1.17 V - 0.6 V = 0.57 Vと計算し直す。
RE1を決める
ベース電流は無視する。
RE1
= VE1 / IE1
= VE1 / IC1
= (7.の手順で求めた0.57 V) / (4.の手順で求めた260 uA)
= 2.2 kΩ。
RC1を決める
ベース電流は無視する。
RC1
= VC1 / IC1
= (1.の手順で求めた4.5 V) / (4.の手順で求めた260 uA)
= 17.3 kΩ。
E24系列にある18 kΩにする。
RE2を決める
RE2 = VE2 / IE2
VE2 = VC1 - VBE2
なので結局
RE2
= (VC1 - VBE2) / IE2
= (4.5 V - 0.6 V) / (2.の手順で求めた4.7 mA)
= 830 Ω。
E24系列にある820 Ωにする。
ゲインを確認する
RB2
≒ β * (ZL // RE2)
= 300 * (60 // 820)
= 104 kΩ。

Gv
= (IC1 / VT) * (RC1 // RB2)
= (4.の手順で求めた260 uA / 常温時26 mV) * (18 kΩ // 104 kΩ)
= 153.4倍
= 43.7 dB
Cin、Cout、CEを決める
帯域の下限100 Hzを目標にしているので、カットオフ周波数fcは余裕を持って33 Hzとする。
Cin
= 1 / (2 * pi * fc * Zin)
= 1 / (2 * pi * 33 Hz * 10 kΩ)
= 0.482 uF (E6系列から0.47 uFにする)

Cout
= 1 / (2 * pi * fc * ZL)
= 1 / (2 * pi * 33 Hz * 600 Ω)
= 8.04 uF (E6系列から10 uFにする)

CE
= 1 / (2 * pi * fc * (1 / gm1))
= 1 / (2 * pi * 33 Hz * (1/ 4.の手順で決めた10 mS)) = 48.2 uF (E6系列から47 uFにする)